|
Популярные цифровые микросхемы СправочникПриведены сведения о трех самых распространенных в радиолюбительской практике видах цифровых микросхем: ТТЛ, ККОП и ЭСЛ. Кратко рассмотрены основы их схемотехники, показаны структуры, цоколевки и даио опнсаиие работы более 300 типов массовых цифровых микросхем; логических элементов, триггеров, регистров, счетчиков, мультиплексоров, арифметических и др. Даиы рекомендации по их применению. Скачать книгу |
Описаниев. л. ШилоПопулярные цифровые микросхемы Справочник Москва «Радио и связь»» 1987 ОГЛАВЛЕНИЕ Предисловие , 3 1. ЦИФРОВЫЕ МИКРОСХЕМЫ ТТЛ . , - 5 1.1. Общие сведения об элементах ТТЛ б 1.2. Схемотехника элементов ТТЛ 9 1.3. Традиционные серии ТТЛ 15 1.4. Персдективные серии ТТЛ 23 1.5. Буферные и разрешающие элементы ТТЛ . . . 26 1.6." Схемотехника элементов И, ИЛИ, И/ИЛИ . . 34 - 1.7. Микросхемы ТТЛ: И,И, ИЛИ, И/ИЛИ, расширители 40 1.8. Автогенераторы иа элементах ТТЛ . . . , . 50 1.9. Логические элементы — триггеры Шмитта ... 53 1.10. Исключающее ИЛИ ........ 55 1.11. Триггерные схемы .... 62 1.12. RS- и D-триггеры 74 J.13. JK-триггеры 79 1.14. Счетчики ТТЛ 85 1.15. Регистры ТТЛ 104 1.16. Дешифраторы и шифраторы ТТЛ 130 1.17. Мультиплексоры ТТЛ 142 1.18. Сумматоры ТТЛ 153 1.19. Оперативные и постоянные запоминающие устройства ТТЛ 163 1.20. Узлы вычислительных устройств . . . , , 174 1.21. Ждущие мультивибраторы и автогенераторы , , 184 2. ЦИФРОВЫЕ МИКРОСХЕМЬ! КМОП . , 193 2.1. Устройство и свойства логического элемента КМОП 194 2.2. Основные логические элементы И, ИЛИ, Z , , 204 2.3. Микросхемы с инверторами и их применение , , 211 2.4. Схемы генераторов и преобразователей . . , 217 2.5. Преобразователи уровней логических сигналов , 221 2.6. Коммутаторы цифровых и аналоговых сигналов . 224 2.7. Триггерные микросхемы КМОП 229 2.8. Счетчики-делители КМОП 234 2.9. Регистры КМОП 248 2.10. Дешифраторы КМОП . . . 261 2.11. Арифметические схемы КМОП 266 2.12. Микросхемы ФАП и мультивибраторы , . . 278 I. ЦИФРОВЫЕ МИКРОСХЕМЫ ЭСЛ 291 3.1. Схемотехника логических элементов .... 291 3.2. Комбинаторные микросхемы серии К500 . , . 301 3.3. Триггеры, счетчики и регистры серии К500 . . 308 3.4. Элементы вычислительных устройств из серии К500 316 3.5. Комбинаторные микросхемы серии К1500 . . . 330 3.6. Триггеры и регистры серии К1500 336 3.7. Узлы вычислительных устройств серии К1500 . . 340 Приложение , . . . , : . 344 Список литературы 351 Шило В. Л. Ш81 Популярные цифровые микросхемы: Справочник.— М.: Радио и связь, 1987. — 352 с: ил.— (Массовая раднобиблиотека. Вып. 1111). Приведены сведения о трех самых распространенных в радиолюбительской практике видах цифровых микросхем: ТТЛ, ККОП и ЭСЛ. Кратко рассмотрены основы их схемотехники, показаны структуры, цоколевки и даио опнсаиие работы более 300 типов массовых цифровых микросхем; логических элементов, триггеров, регистров, счетчиков, мультиплексоров, арифметических и др. Даиы рекомендации по их применению. Для подготовленных радиолюбителей и специалистов народного хозяйства, разрабатывающих и применяющих импульсно-цифровую аппаратуру ПРЕДИСЛОВИЕ Предлагаемая книга посвящена схемотехнике самых массовых серий микросхем — цифровых малой и средней степени интеграции. Известно, что в 70-е — 80-е годы в аппаратуре доминируют три вида таких микросхем: ТТЛ, КМОП и ЭСЛ. Их выпускают сотнями миллионов штук в год. Возможно, многие из них будут изготавливать до конца столетия. В каждом из трех видов микросхем существуют преемственно раз- вивающиеся серии. Имея описание микросхемы, можно реализовать ее свойства полностью. Каждая группа микросхем (к примеру, счетчиков, регистров) имеет сейчас много схемотехнических применений. Варианты схемотехники отображают'как ход развития микросхем, так и расширение запросов потребителей. Вдумчивый читатель может проследить путь развития схемотехники от простейших микросхем до современных и перспективных. Кроме того, полезно сравнить, как исходные устройства оптимизируются и трансформируются под схемотехнику ТТЛ, КМОП и ЭСЛ. Автор надеется, что книга будет полезна и начинающим, и опытным радиолюбителям, а также студентам и молодым специалистам. Они смогут осваивать цифровую электронику на практике: познакомившись с отдельными узлами и с параметрами крупносерийных микросхем, легче изучить теорию логических преобразований. Книга состоит из трех глав. Глава первая — наибольшая по объему, поскольку посвящена микросхемам ТТЛ. В ней рассмотрена не только их номенклатура, но и даны некоторые теоретические сведения (например, о триггерах), общие и для двух других глав. Во второй главе описаны самые экономичные массовые микросхемы логики КМОП. Отметим, что микросхемы КМОП разрабатывали после внедрения в аппаратуру первых серий ТТЛ, поэтому во многом копировали их структуру. Микросхемы КМОП почти не потребляют энергию от источника питания, когда сигналы не поступают, т. е. во время ожидания. При обработке сигналов ток потребления микросхем тем больше, чем выше скорость работы устройства. Микросхемы ТТЛ потребляют статический ток, сравнимый по силе с динамическим. Отметим, что на предельных скростях работы токи потребления как для микросхем КМОП, так и для ТТЛ сопоставимы по уровням. Читателю, по-видимому, будет интересно по материалам первой и второй глав самостоятельно сравнить устройство однотипных микросхем ТТЛ и КМОП. Следует подчеркнуть, что в ряде стран наращивается выпуск особых серий микросхем КМОП с шифром 74С (здесь цифра 74 заимствуется от названия массовых серий ТТЛ, буква С — от сокращения CMOS, в русском варианте — КМОП). Микросхемы серии 74С по уровням электрических сигналов, на- пряжению питания, структуре и цоколевке в точности соответствуют микросхемам ТТЛ серии 74LS (т.е. отечественной серии К555). Более новые, высококачественные варианты, называемые 74НС (Н — high), соответствуют серии 74LS и по быстродействию, они постепенно вы- тесняют ее из многих видов цифровой аппаратуры. В последние годы, разработаны микросхемы КМОГ1 с условным, названием FACT (фирма Fairchild), скорость переключения которых сопоставима с перспективными микросхемами ТТЛ типа 74ALS (серия КР1533). В третьей главе рассмотрены микросхемы ЭСЛ. Это самая скоростная логика является, пожалуй, самой спорной. Потребителей отпугивает очень большая рассеиваемая мощность, Однако разработчики ЭСЛ много раз «спасали» эту логику от наступления ТТЛ, открывая с ее помощью новые возможности увеличения быстродействия цифровых устройств. В настоящее время быстродействие ЭСЛ достигло субнаносекундного диапазона (серия К1500), а перспективные серии ТТЛ работают пока еще со скоростью в 3 ... 4 раза меньшей. В книге используются таблицы номенклатуры и таблицы состояний. В таблицах номенклатуры перечисляются отечественные микросхемы, приводятся их зарубежные аналоги. В каждую таблицу сводятся микро- схемы определенного типа для нескольких сходных серий. Наличие микросхемы в серии отмечается крестиком. По мере появления новых микросхем читатель может самостоятельно сделать отметки в этих таблицах. Таблицы состояний отображают логические функции микро- схем. Здесь, как и на принципиальных схемах, использованы мнемони- ческие обозначения, которые сведены в табл. П,1, приведенную в При- ложении, Зная буквенно-цифровое обозначение, с помощью табл. П.2 можно найти в этой книге интересующую микросхему ТТЛ серий К155, К555, К531, КР1533 и КР1531. В таблице микросхемы перечислены в алфавитном порядке букв, входящих в их обозначение. Наименования отечественных цифровых микросхем отличаются от соответствующих зарубежных. Вместе с тем в иностранных радиолю- бительских журналах, а также в переводных изданиях можно найти много полезных вариантов применения микросхем. С целью ориентировки в зарубежных названиях микросхем ТТЛ в табл. П.З показана связь их с отечественными аналогами. Таблица П.4 поможет найти в книге микросхемы КМОП серий К176 и К561 по их буквенно-цифровому обозначению. С соответствием наименований зарубежных и отечественных микросхем КМОП можно ознакомиться по табл. П.5. Микросхемы ЭСЛ наносекундной (К500) и субнаносекундной серий (К1500) можно отыскать по табл. П.6 и П.7, где они перечисляются в порядке возрастания их условных номеров. 1. ЦИФРОВЫЕ МИКРОСХЕМЫ ТТЛ 1.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ ЭЛЕМЕНТАХ ТТЛ В цифровой микросхеме простейшие логические операции осу-'' ществляются с помощью логических элементов. В начале развития микроэлектроники каждая микросхема содержала обычно всего один логический элемент, подобный тому, который показан на рис. 1.1, а. По мере развития технологии на кристалле микросхемы стали размещать наборы таких элементов, а затем соединять их в логические структуры. При этом принципиальная схема логического элемента ие менялась. Однако с течением времени импульсные параметры микросхемы оказывались недостаточными и приходилось расширять диапазоны быстродействия, эконо.мичность и помехоустойчивость микросхем за счет , новой принципиальной схемы логического элемента. За четверть века последовательно сменилось около десятка таких схем. Чтобы их можно было легко различать, им присваивал'и сокращенные условные обозна- чения. В обозначении, как правило, присутствует буква Л — начальная от слова логика. Этим словом в свое время условно назвали цифровой ключ. Устройство элемента резисторно-транзисторной логики, сокращенно РТЛ (рис. 1.1, а), отображает наличие в схеме компонентов; резисторов и переключательного транзистора. В 60-х годах микросхемы РТЛ довольно широко выпускались в гибридном толстоплеыочном исполнении. Присоединим на вход А логического элемента DD1 (рис. 1,1) пе- реключатель S1, движок которого может занимать два положения В и Н. В положении В на вход А подается напряжение высокого уровня Ugjj=Uj|f,, а в положении Н — низкого изх=0. На рис. 1.1, а на вход А подан сигнал высокого уровня. Тогда от положительного полюса Источника питания Un.n через резистор R1 в базу транзистора втекает насыщающий базовый ток Ig , являющийся здесь входным током высокого уровня Igj;. Таким образом, элемент РТЛ включается входным напряжением высокого уровня. По-другому, это входное напряжение можно назвать активным логическим сигналом элемента РТЛ, Действительно, если в схеме (рис. 1.1, а) переключатель S1 находится в положении Н, транзистор VT1 открывающего тока получ.чть не будет и поэтому закроется. Через вход А логического элемента DDI будет стекать на землю очень малый входной ток низкого уровня 'ЕХ~ 'КБО' '^- ®- '^'^^ утечки перехода коллектор-база транзистора VT1, Этим током управлять нельзя. На этапе ламповых ЭВМ широко использовалась логика со входными диодами. В транзисторном варианте она называется ДТЛ-диодно- Нетрудно видеть, что в элементе ДТЛ входным запускающим является ток низкого уровня, следовательно, для такой схемы актив ное — входное напряжение низкого логического уровня V^^. Переход к низкому запускающему уровню оказался необходимым для обслужи- мния источников кодовых, цифровых, командных сигналов-кнопок п ;еключ™й°и кон^ктов pell Замыканию их контактов на провод с нулевым потенциалом сопутствует гораздо меньше ложных импуль сов запуска (так называемый дребезг контактов), чем при их замыка НИИ на высокий потенциал. „„о^пнм После перехода к широкому выпуску интегральных полупроводни ковых микросхем ДТЛ довольно быстро выяснилось, что для улучшения электрических параметров цифровых микросхем выгоднее заменить Г.атоицу диодов VD1-VD4 (рис. 1.1,6 мыогоэмиттерным транзисто-пом (VT1 на рис. 1.1, в). Поэтому название ДТЛ трансформировалось в ТТЛ т е. транзисторно-транзисторная логика. Одно время существовало сокращение Т^Л, но оно не привилось (в отличие от названия более поздней интегральной инжекционнои логики, сокращенно ил, пля которой не было принято сокращение ИИЛ). "^ Элемент ТТЛ (рис. 1.1, в) на дискретных компонентах не строился, так как многоэмиттерный транзистор разработали лишь иа этапе интегральной схемотехники. Четыре.р-л перехода транзистора VT1 образуют матрицу диодов, соответствующую диодам VD1—VD4 элемента ^'^'ра^сСотреюые трехвходовые элементы РТЛ, ДТЛ и ТТЛ имеют функциональное обозначение, показанное на рис. 1.1, г. Существуют следующие разновидности микросхем 11 Л. три рай них бГпpиLнeния U nepeWoB с барьером Шотки(стаидартньш маломощные и мощные), две со структурами Ш°тки ТТЛШ а также той новые перспективные, усовершенствованные ТТЛШ, условно назы мемые FAST, AS и ALS. На рис. 1.2 (в координатах потребляемая логическим элементом мощность — годы) показана взаимосвязь вариант тов ТТЛ. Быстродействие самых разных по схемотехнике цифровых микросхем принято сравнивать по так называемому времени задержки распространения сигнала 1зд.р, т.е. по интервалу времени от подачи входного импульса до появления выходного. Если принять во внимание потребляемую элементом мощность Рпот, то можно подсчитать энергию необходимую этому цифровому элементу для переноса одного бита информации Э„от=1зд,р-Рпот. По диаграмме (рис. 1.2) можно определить что за двадцатилетие энергия 3„oi, затрачиваемая в элементе ТТЛ, была уменьшена со 120...140 до 5 .. .20 пДж, т.е. примерно на полтора порядка. Основная часть этой экономии получена в результате многократного уменьшения времени 1зд,р. Одновременно путем усовер- шенствования технологических методов изготовления полупроводнико- вых структур удалось снизить в 2—3 раза и потребляемую мощность Интересно, что теоретически наименьшая энергия переноса единицы информации равна произведению кТ. Здесь к — постоянная Больц-мана, Т — абсолютная температура. Произведение кТ — это энергия элементарного шумового выброса. Для Т=300 К Эпо1 = кТ= 1,38-Ю-^^Х Х300=4-10-'^ пДж. Таким образом, современные микросхемы, а сле- довательно, и ЭВМ, построенные на этой элементной базе, потребляют энергию, на девять порядков большую по сравнению с теоретическим пределом. Эту «энергетическую пропасть» полезно, однако, сравнить с результатом развития, отображенным на диаграмме (см. рис. 1.2): может быть, к теоретическому пределу Эдот=кТ удастся приблизиться через 120 лет? Сейчас в блоках аппаратуры можно встретить все перечисленные варианты микросхем ТТЛ. Напряжение питания у них одинаковые ии.п = Б В±10 %, а входные и выходные логические уровни сов.местимы. Микросхемы ТТЛ более новых серий имеют улучшенные электрические параметры, но расположение их выводов (т. е. цоколевка) остается прежним. Полная электрическая и конструктивная совместимость од- нотипных микросхем ТТЛ из разных серий снимает многие проблемы развития и улучшения параметров аппаратуры и стимулирует наращи- вание степени внутренней интеграции вновь выпускаемых микросхем, когда на одном кристалле размещается все большее число функцио- нальных узлов, многие из которых ранее были самостоятельными мик- росхемами. Основная номенклатура применяемых сейчас микросхем ТТЛ имеет средний уровень интеграции. Советуем читателям самостоятельно под- считать (естественно, приблизительно) число транзисторов в микросхеме, например регистра (см. § 1.15). На кристалле микросхемы такой сложности располагается 1000 и более транзисторов. Сейчас все более доступными становятся большие интегральные схемы (БИС). Это микропроцессоры, контроллеры к ним, запоминающие устройства, программируемые логические матрицы и многое другое. Число транзисторов в БИС приближается к 100 000. Микропроцессорная сверхбольшая интегральная схема (СБИС) имеет 350 000 транзисторов при числе разрядов процессора 32. Все же для решения аппаратурных задач небольшого объема и для создания местных, локальных узлов в так называемой цифровой среде, состоящей нз многих БИС, требуются и простые микросхемы. Анализируя работу микросхем в цифровой аппаратуре, можно условно определить, что до 20 % из них должны работать с предельными скоростями во входных устройствах приема данных, а примерно 60 % — с умеренными в обрабатывающей, т. е. процессорной части. Остальные микросхемы могут быть низкоскоростными, экономичными. Они работают в индикаторных и регистрирующих устройствах. В общих чертах это соотношение существует и между объемами выпуска быстродействующих, стандартных и низкоскоростных микросхем ТТЛ. Исходная схема элемента ТТЛ 60-х годов оказалась пригодной для масштабного моделирования: номиналы резисторов в ней можно было увеличивать или уменьшать в определенное число раз. Этим приемом пропорционально изменяют как быстродействие, так и потребляв- На рис. 1.3,6 показан транзистор VT1 с тремя эмиттерами Э1 — ЭЗ (два из них не присоединены). Уровень тока 1°^ логического элемента DD1 соответствует предыдущему случаю. Более того, если все три эмиттера, т.е. логических входа DD1, соединить вместе, ток Ig практически не изменится. Таким образом, неиспользуемые входы можно оставлять разомкнутыми. Если заземлен хотя бы один из входов элемента ТТЛ (рис. 1.3,6), смена логических уровней на остальных входах не влияет на выходное напряжение UBHX. В обеих схемах (рис. 1.3, а, б) и8ых = 0. Когда хотя бы один эмиттер у транзистора VT1 заземлен, ток Igj^^Ig течет на землю по пути с малым сопротивлением, т. е. через переход база — эмиттер и пере-. ключатель S1. Переход база — коллектор транзистора VT1 открыться не может, так как на нем нет избыточного напряжения более 0,7 В = Переведем движок переключателя в положение В (рис, 1.3, в). Теперь переход эмиттер — база транзистора VT1 будет закрыт, так как нет разности потенциалов между эмиттером и базой, поскольку эти электроды присоединены к общему проводу питания. От положительного полюса источника питания ии.п = 5 В на вход I поступает лишь входной ток утечки высокого уровня I^^^, не превышающий при нормальной температуре нескольких наноампер и направленный «навстречу» эмит- терной стрелке, указывающей проводимость транзистора (напомним, что токи протекают в цепях от высокого потенциала к низкому). Большой по силе ток базы Ig теперь течет через открытый переход база — коллектор (т.е. вправо на рис. 1.3, в), а затем через резистор нагрузки RH К нулевому потенциалу. На коллекторе VT1 появляется на- пряжение высокого уровня Таким образом, на рис. 1.3, s показан одновходовой элемент ТТЛ, не изменяющий фазу входного сигнала. Когда на вход I подается напряжение низкого уровня И, на выходе Y будет также напряжение низкого уровня, а входному сигналу высокого уровня В будет соответствовать выходное напряжение высокого уровня U х^^- Такой элемент назовем неинвертирующим. Напомним, что здесь активное, включающее ^ входное напряжение низкого уровня, когда через управляющий переключатель S1 на землю стекает большой входной ток I^^- Например, для стандартных элементов ТТЛ (основа серии К155) ток одного входа lgjj=l,6 мА. Для инвертирующего логического элемента входные и выходные напряжения высокого и низкого уровней взаимно противоположны: В и Н, Н и В. На рис. 1,3, г показана простейшая схема инвертора ТТЛ. Здесь к предыдущей схеме добавлен транзистор VT2, который «переворачивает» фазу выходного напряжения. Если от переключателя S1 на вход I поступает напряжение высокого уровня В, оконечный транзистор VT2 насыщается базовым током Ig и выходное напряжение низкого уровня на его коллекторе Цдых становится близким к нулю, точнее, не превышает 0,3 В. Это наибольшее значение напряжения иасы-ш,ения коллектор — эмиттер для кремниевого транзистора VT2. Инвертор (рис. 1.3, г) является основой микросхем, выходы у которых имеют открытые коллекторы; он широко применяется самостоятельно. Для обозначения логической функции — инверсии применяют специальные знаки. На принципиальной схеме кружком отмечается тот вход или выход, где сигнал претерпевает переворот фазы. Черта инверсии ставится над буквенным мнемоническим обозначением данного вывода. К примеру, I — инвертирующий вход, Y — инвертирующий выход. Черта инверсии ставится и над символом команды или ее мнемоническим обозначением, например. Запись /считывание, т. е. Зп./Сч. Этим знаком отображается взаимная противоположность операций. Входы, имеющие активным входное напряжение низкого уровня щ^, следует отметить знаком инверсии. На рис. 1.3, г показан импульсный усилитель с инверсией по выходу. Основная масса элементов ТТЛ снабжена двухтактным выходным каскадом (рис. 1.4, а), состоящим из выходных п-р-п-транзисторов: на- сыщаемого (VT5) и составного эмиттерного повторителя (VT3, VT4). Такой каскад называется квазикомплементарньш в отличие от компле- ментарного, составленного из пары п-р-п и р-я-р-тразнсторов. Транзистор р-п-р оказался неоправданно сложным технологически для цифровых микросхем. Для поочередного включения выходных п-р-п транзисторов необходим промежуточный каскад, который называется расщепителем фазы входного сигнала. На рис. 1.4, а расщепитель фазы состоит из транзистора VT2 и резисторов R2, R3. Каскад имеет два выхода: коллекторный и эмиттерный, импульсы на которых противофазны. Вы- ходные транзисторы, включаемые поочередно, аналогичны перекидному тумблеру: иа нагрузку можно включить напряжение высокого выходного уровня, или низкого. Выход логического элемента DD1, обозначенный Y, подключается к низкому потенциалу, т. е. заземляется через насыщаемый транзистор VT6 и получает высокий выходной потенциал от эмиттера составного транзистора VT3, VT4. Инверсия входного сигнала 1 отображена на вы- ходе символом Y. Чтобы доказать, что на рис. 1.4, а изображен инвертор, присоединим на вход I переключатель S1 (рис. 1.4,6). и подадим на его вход напряжение низкого уровня. Транзистор VT1 не может дать базовый ток I5 транзистору VT2 (см. рис. 1.4, а), и транзистор VT2 находится в разомкнутом состоянии (на рис. 1.4, б разомкнутый транзистор VT2 условно не показан). Однако резистор R2 присоединен к проводу питания ии.п=5 В, поэтому выходное напряжение высокого уровня Ujyx появляется на нагрузке RH от эмиттера транзистора VT4. Статическое выходное напряжение высокого уровня для логического элемента заметим, что транзистор V14 — эмиттерный повторитель. Он не может перейти в состояние насыщения и поэтому минимальное напряжение усилительного режима Uj^g лля транзистора VT4 не падает ниже 0,7... ...1 В. Если учесть, что для транзисторов без переходов Шотки напряжение U53 =0>7 В, получаем ивых>(5—1—1,4) =2,6 В при стандартном напряжении питания ии.п = 5 В. Падение напряжения на резисторе R4, ограничивающем ток короткого замыкания в выходном каскаде, в первом приближении не учитываем. полный коэффициент усиления транзистора по току. В данной схеме B=Ij^/Ig для составного транзистора VT3 и VT4 определяется как про- изведение: В«ВЗ-В4. Напомним также, что фт — температурный по- тенциал (фт = 26 мВ для температуры 300 К), 1вых — вытекающий вы- ходной ток высокого уровня логического элемента. Например, если R2 = 8 кОм, В = 1000, фт = 26 мВ, то при 1вых='5 мА, получим КвыхЭП~^+5^^'^ ^^- В 5Т0Й сумме пересчитанный на выход номинал резистора R2, который служит сопротивлением источника сиг- нала для ЭП, т. е. слагаемое 8 Ом, больше, чем собственное выходное сопротивление эмиттерного перехода транзистора VT4, равное 5 Ом. На рис. 1.4,6 параллельно нагрузочному резистору RH находится емкость Спар, символизирующая нагрузочную паразитную емкость. Для печатной платы — это погонная емкость проводящей дорожки, помно- женная на ее длину. Если Сдар=100 пФ, то время нарастающего поло- жительного перепада выходного импульса составит t''"'=2,2 Квыхэп'^пар> т. е. примерно 3 ис. Следует учесть, что поступающий от транзистора VT4 импульсный ток заряда емкости Сцар велик, однако вытекающий статический ток высокого уровня 1^^^ мал, поскольку обслуживаемые входы последующих элементов ТТЛ имеют малые входные токи высокого уровня Igx (см. рис. 1.3, в). В схеме на рис. 1.4,6 к выходу инвертора DD1 подключен элемент- нагрузка ТТЛ DD2, на вход которого будет поступать (от эмиттера VT4) незначительный входной ток высокого уровня, т. е. ток утечки входа]'^«4^. Подадим на вход логического элемента DD1 напряжение высокого уровня. Для этого в схеме на рис. 1.4, s переведем движок переключателя S1 в положение В. Транзистор-фазорасщепитель VT2 получит теперь базовый ток Ig от коллектора VT1 и поэтому откроется. Часть его эмиттерного тока Ig поступит в базу оконечного транзистора VT5. Этот транзистор перейдет в состояние насыщения, т. е. замкнется. Выходной вывод логического элемента DD1 окажется подключенным к земле. Внутренее сопротивление промежутка коллектр — эмиттер г„э для насыщенного транзистора VT5 реально составляет 30...50 Ом, а выходное напряжение насыщения для кремниевого транзистора Uj^^nac 22), поэтому десятичный счетчик содержит в своей основе четыре триггера, но имеет обратные связи, останавливающие счет при коде 9=1001. Таким обазом, удобно выпускать четырехтриггерные счетчики в двух вариантах: двоичном и десятичном. Примеры таких микросхем — пары: ИЕ6 и ИЕ7,* ИЕ16 и ИЕ17. Расширять функции счетчиков можно, видо- изменяя их цепи управления. Первоначально счетчики были асинхрон- ными. В асинхронном режиме предыдущий триггер вырабатывает для последующего тактовые импульсы. Такие счетчики иногда называют счетчиками пульсаций. В синхронном счетчике все триггеры получают тактовый импульс одновременно, поскольку тактовые входы их соединяются параллельно. Поэтому триггеры переключатся практически одновременно. В счетчике пульсаций каждый триггер вносит в процесс счета определенную за- держку, поэтому младшие разряды результирующего кода появляются на выходах триггеров неодновременно, т. е. несинхронно с соответствующим тактовым импульсом. Например, для четырехразрядного счетчика пульсаций выходной параллельный код ЦП появится на выходах триг- геров уже после того, как поступит шестнадцатый тактовый импульс, кроме того, эти четыре единицы сформируются неодновременно. Синхронная схема значительно сложнее асинхронной.-На ее выходах данные от каждого разряда появляются одновременно и строго синхронно с последним входным импульсом. В синхронный счетчик разрешается синхронная (с тактовым импульсом) параллельная (в каждый ? триггер) загрузка начальных данных. Триггерная линейка синхронного счетчика снабжается специальным шифратором, который называется схемой ускоренного переноса (СУП). Внутренние логические элементы управления, которыми часто снаб- жаются счетчики, позволяют сделать процесс счета реверсивным. Со- гласно команде, подаваемой на вход управления счетом «Больше/мень- ше», можно либо увеличивать, либо уменьшать на единицу содержимое счетчика при каждом очередном тактовом импульсе. У некоторых счет- чиков тактовые входы на увеличение и на уменьшение отдельные. Сброс данных счетчика, чтобы на всех выходах установился нулевой код, у одних схем асинхронный R, у других синхронный SR, происходит одновременно с приходом тактового импульса. Имеются счетчики с переменным коэффициентом деления. Устанавливаемый коэффициент деления зависит от кода, набранного на входах управления. В табл. 1.31 перечислены счетчики ТТЛ, входящие в серии К155, К 555, К531. его выходах Q0—Q3 не могут изменяться одновременно. Если после данного счетчика выходной код требуется дешифрировать, т. е. пере вести его в десятичное число, дешифратор должен стробироваться на время этой операции. Иначе из-за неодновременности переключения вы ходных уровней четырех триггеров могут дешифроваться импульсные помехи (клыки). _ Входы синхронного сброса R1 и R2 (двухвходовой элемент И) за- прещают действие импульсов по обоим тактовым входам н входам ус- тановки S. Импульс, поданный на вход R, дает сброс данных по всем триггерам одновременно. Подачей напряжения на входы S1 и S2 за- прещается прохождение на счетчик тактовых импульсов, а также сигналов от входов R1 и R2. На выходах счетчика Q0—Q3 (выводы 12, 9, 8, и 11) устанавливаются напряжения выходных уровней ВННВ, что соответствует коду 1001, т. е. цифре 9. Чтобы получить на выходах счетчика двоично-десятичный код с ве сом двоичных разрядов 8-4-2-1, необходимо соединить выводы 12 и 1 (т. е. выход Q0 и вход С1). Входная последовательность подается на тактовый вход СО (вывод 14). Симметричный счетчик-делитель входной частоты в 10 раз получится, если соединить вывод 11 (выход Q3) с вы водом 14 (вход СО). Симметричный способ деления в зарубежной ли тературе называется bi-quinary, т. е. в переводе — две пятерки. Выход ная последовательность при счете двумя пятерками имеет вид симмет ричного меандра с уменьшенной в 10 раз частотой. Снимается она с выхода Q0 (вывод 12) микросхемы К155ИЕ2. _ Для деления частоты на два используется тактовый вход СО (вывод 14) н выход Q0 (вывод 12). Для деления частоты в 5 раз подаем входную последовательность на вывод 1. Выходной сигнал получаем на выходе Q3 (вывод 11). Внешние перемычки для этих простых делителей не нужны. Счетчик К155ИЕ2 (аналог 7490) имеет ток потребления 53 мА н максимальную тактовую частоту 10 МГц. Аналогичная схема варианта 74LS 90 потребляет ток 15 мА и имеет тактовую частоту до 30 МГц. Режим работы счетчика К155ИЕ2 можно выбрать по табл. 1.32 (сброс выходных данных в ноль, установка, т. е. загрузка девятки, счет). В табл. 1.33 показана последовательность смены напряжений высоких и низких уровней на выходах счетчика К155ИЕ2 в режиме двоично-десятичного счета, когда требуется соединить внешней перемычкой выход Q0 и вход С1 (т. е. выводы 1 и 12). Микросхема К155ИЕ4 — четырехразрядный двоичный счетчик-дели- тель на 2, на 6 и иа 12. Внутренняя схема его и цоколевка показаны со- ответственно на рис. 1.65, а, б. Счетчик ИЕ4 состоит из двух_независимых делителей, как и предыдущая микросхема. Если тактовая последова- тельность с частотой f подана на вход СО (вывод 14), на выходе Q0 (вывод 12) дрлучим меандр с частотой f/2. Последовательность с частотой f на тактовом входе С1 (вывод 1) запускает делитель на 6, и меандр с частотой f/6 появляется на выходе Q3 (вывод 8). При этом на выводах И и 9 имеются сигналы с частотой f/3 (выходы Q1 и Q2). На выводы R1 ц R2 подаются команды сброса. Чтобы построить счетчик с модулем деления 12, требуется соединить делители на 2 и на 6, замкнув выводы 12 и 1. На вход СО дается входная частота f, на выходе Q3 получается последовательность симметричных прямоугольных импульсов с частотой f/12. Тактовые запускающие перепады для счетчика К155ИЕ4 — отрицательные, от высокого уровня но-десятичный, а счетчнк ИЕ7 (рис. 1.67, б) —двоичный. Внутреннюю схему счетчика К155ИЕ7 можно изучить по рис. 1.67,9. На рнс. 1.67, г показана цоколевка этих счетчиков. Импульсные тактовые входы для счета на увеличение Сц (вывод 5) н на уменьшение Ср (вывод 4) в этих микросхемах раздельные. Состояние счетчика меняется по положительным перепадам тактовых импульсов от низкого уровня к высокому на каждом из этих тактовых входов. Для упрощения построения счетчиков с числом разрядов, превыша- ющим четыре, обе микросхемы имеют выводы окончания счета на увели- чение (TCjj, вывод 12) и на уменьшение (ТСр, вывод 13). От этих выводов берутся тактовые сигналы переноса и заема для последующего и от предыдущего четырехразрядного счетчика. Дополнительной логики при последовательном соединении этих счетчиков ие требуется: выводы ТСц и ТСр предыдущей микросхемы присоединяются к выводам Сц и C[j последующей. По входам разрешения параллельной загрузки РЕ и сброса R запрещается действие тактовой последовательности и даются команды загрузки четырехразрядного кода в счетчик или его сброса. В микросхемах ИЕ6 и ИЕ7 счетчики основ'аны на четырех двухсту- пенчатых триггерах «мастер-помощник». Десятичный счетчик отличается от двоичного (см. его схему иа рис. 1.67, в) внутренней логикой; управ- ляющей триггерами. Счетчики можно переводить в режимы сброса, па- раллельной загрузки, а также синхронного счета на увеличение и умень- шение. Если на вход Ср подается импульсный перепад от низкого уровня к высокому (дается команда на уменьшение—down), от содержимого Счетчика вычитается 1. Аналогичный перепад, поданный на входе Сц, увеличивает (up) счет на 1. Если для счета используется один нз этих входов, на другом тактовом входе следует зафиксировать напряжение высокого логического уровня. Первый триггер счетчика не может пере ключиться, если на его тактовом входе зафиксировано напряжение низ кого уровня. Во избежание ошибок менять направление счета следует в моменты, когда запускающий тактовый импульс перешел на высокий уровень, т. е. во время плоской вершины импульса. На выходах ТСц (окончание счета на увеличение, вывод 12) и ТС^ (окончание счета на уменьшение, вывод 13) нормальный уровень — вы- , сокий. Если счет достиг максимума (цифра 9 для ИЕ6 и 15 для ИЕ7), с приходо.м следующего тактового перепада на вход Сц от высокого уровня к низкому (более 9 или более 15) на выходе ТСц появится низкое напряжение. После возврата напряжения на тактовом входе Сц к высокому уровню напряжение на выходе TCjj останется низким еще на время, соответствующее двойной задержке переключения логического элемента ТТЛ. Аналогично иа выходе ТСр появляется напряжение низкого уровня, если на вход Ср пришел счетный перепад низкого уровня. Импульсные перепады от выходов ТСцИ ТСр служат, таким дбразом, как тактовые для последующих входов Сц и Сд при конструировании счетчиков более высокого порядка. Такие многокаскадные соединения счетчиков ИЕб и ИЕ7 не полностью синхронные, поскольку на последующую микросхему тактовый импульс передается с двойной задержкой переключения. ? ных импульсов 40 (число входных импульсов 64), ио иа входах Е5 и ЕЗ присутствуют Напряжения высокого уровня — единицы, на остальных входах — 0; подставьте эти данные в ф-лу (1.7). Микросхема К155ИЕ9 (рис. 1.70)—декадный двоично-десятичный счетчик. Он запускается положительным перепадом тактового импульса и имеет синхронную загрузку (предварительную установку каждого триг- гера). Несколько счетчиков ИЕ9 образуют синхронный многодекадный счетчик. Сброс всех триггеров асинхронный по общему входу сброса R. Принципиальная схема высокоскоростного синхронного счетчика от- личается внутренней логикой ускоренного переноса и тем, что все триг- геры получают перепад тактового импульса одновременно. Изменения выходных состояний триггеров совпадают по времени, поэтому в выход- ных импульсных последовательностях нет пиковых помех (клыков). За- пускающий тактовый фронт импульса — положительный, причем для варианта этой микросхемы с переходами Шотки буферный элемент так» тового входа имеет порог Шмитта с гистерезисом ф400 мВ (см. рис. 1.32,6), что уменьшает чувствительность к импульсным помехам, а также обеспечивает устойчивое переключение триггеров при медленно на» растающем перепаде тактового импульса. Счетчик ИЕ9 — полностью программируемый, поскольку иа каждом из его выходов можно установить требуемый логический уровень. Такая предварительная установка происходит синхронно с перепадом тактового импульса и не зависит от того, какой уровень присутствует на входах разрешения счета СЕР и СЕТ. Напряжение низкого уровня, поступившее иа вход параллельной загрузки РЕ, останавливает счет и разрешает подготовленным на входах DO—D3 данным загрузиться в счетчик в момент прихода следующего перепада тактового импульса (от уровня Н к В). _ .Сброс у счетчика ИЕ9 — асинхронный. Если на общий вход сброса R поступило напряжение низкого уровня, на выходах всех четырех триггеров устанавливаются низкие уровни независимо от сигналов на входах С, РЕ, СЕТ и СЕР. Внутренняя схема ускоренного переноса необходима для синхронизации многодекадной цепи счетчиков ИЕ9. Специально для синхронного каскадирования микросхема имеет два входа разрешения: СЕР (параллельный) и СЕТ (вспомогательный, с условным названием «трюковый»), а также выход ТС (окончание счета). Счетчик считает тактовые импульсы, если на обоих его входах СЕР и СЕТ напряжение высокого уровня. Вход СЕТ последующего счетчика получает разрешение счета в виде напряжения высокого уровня от выхода ТС предыдущего счетчика. Длительность высоких уровней иа выходе ТС примерно соответствует длительности высокого уровня ,на выходе Q0 предыдущего счетчика. На рис. 1.70, в показана схема соединения четырех микросхем ИЕ9 ? в быстрый синхронный 16-разрядный счетчик. Для счетчиков ИЕ9 не допускаются перепады от высокого уровня к низкому иа входах СЕР и СЕТ, если на тактовом входе присутствует напряжение низкого уровня. Нельзя подавать положительный перепад на вход РЕ, если на тактовом входе присутствует напряжение низкого уровня, а на входах СЕР и СЕТ — высокого (во время перепада или перед ним). Сигналы на входах СЕР и СЕТ можно изменять, если на тактовом входе С присутствует напряжение низкого уровня. Когда на входе РЕ появляется высокий уровень, а входы СЕ не активны (т. е. не нс- ? пользуем СЕР и СЕТ и на них остается низкий уровень), то вместе с бражения иа выходах состояния каждого триггера. Тогда поСле запол- нения регистра от последовательного или параллельных входов, по команде разрешения выхода накопленное цифровое слово можно отобра- зить поразрядно сразу на всех параллельных выходах. Для удобства поочередной выдачи данных от таких регистров — буферных накопителей в шину данных обрабатывающего устройства — процессора — па- раллельные выходы регистров снабжаются выходными буферными уси- лителями, имеющими третье, разомкнутое Z-состояние. По многопровод- ной шине данных процессор получит цифровое слово — байт от выходов того регистра, которому дана команда разрешения выдачи. , Регистры, как реверсивные счетчики, могут быть двунаправленными! вагружеиное слово можно сдвигать по линейке триггеров как вправо, так и влево. Для включения режимов сдвига влево или вправо служит специальный вход команды. Существуют многорежимные регистры. Их входные и выходные ли- нии данных объединены и образуют так называемый порт данных. Это означает, что от шины данных процессора приходит один провод (а не два), который по команде служит или входным или выходным. Число сигнальных входов и выходов микросхемы за счет портовой организации можно уменьшить в 2 раза (см. также устройство ДНШУ на рис. 1.17), Однотипные регистры могут различаться функциями отдельных вхо- дов: синхронным или асинхронным сбросом, инверсными или прямыми входами, наличием выводов наращивания..Существуют специализирован- ные регистровые микросхемы среднего уровня интеграции, например ре- гистры последовательного приближения для построения АЦП. В табл, 1.45 представлена номенклатура регистровых микросхем, рассматриваемых в этом параграфе. Данные регистра К555ИР26 см. в § 1.19. Микросхема К.155ИР1 (рис. 1.75)—четырехразрядный, сдвиговый регистр. Он имеет последовательный вход данных SI (вывод 1), четыре параллельных входа DO—D3 (выводы 2—5), а также четыре выхода Q0—Q3 (выводы 13—10) от каждого из триггеров (рис. 1.75, а). Регистр имеет два тактовых входа С1 и С2. От любого из пяти входов данных код поступит на выходы синхронно с отрицательным перепадом, по данным на выбранный тактовый вход. Вход разрешения параллельной загрузки РЕ служит для выбора ре- жима работы регистра. Если на вход РЕ дается напряжение высокого уровня, разрешается работа тактовому входу С2. В момент прихода на этот вход отрицательного перепада тактового импульса в регистр загружаются данные от^раллельных входов DO—D3. Если на вход РЕ подано напряжение низкого уровня, разрешается работа тактовому входу С1. Отрицательные фронты последовательности тактовых импульсов сдвигают данные от последовательного входа SI на выход Q0, затем на Q1, Q2 и Q3, т. е. вправо. Сдвиг данных по регистру влево получится, если соединить выход Q3 и вход D2, Q2 и D1, Q1 и DO. Регистр надо перевести в параллельный режим, подав на вход РЕ напряжение высокого уровня. Напряжение на входе РЕ можно менять только, если на обоих тактовых входах уровни низкие. Однако если на входе С1 напряжение низкого уровня, перемена сигнала на входе РЕ от низкого уровня к высокому не меняет состояния выходов. Обычный вариант микросхемы К155ИР1 имеет ток потребления 63 мА, с переходами Шотки 21 мА. Максимальная тактовая частота 25 МГц. Возможные режимы работы регистра ИР1 следует выбирать по табл. 1.46. добавляем гирю 1У4 шкалы. После анализа «больше—меньше» (в элект- ронной схеме это делает компаратор, т. е. сравииватель) либо записываем 1 (гирю оставляем), либо О (гнрю снимаем). , Чтобы проанализировать массу предмета с точностью младшей _ градации' 1/4096, потребуется сделать 12 таких операций последова- тельного приближения. Отметим, что ошибка работы самих весов (это эквивалент точности микросхемы-компаратора) должна быть существенно меньшей, чем младшая градация. Как результат 12 тактовых импульсов взвешивания на чашке весов должен накопиться 12-разрядный код (часть гирь на чашке ~ это единицы кода, часть рядом с весами — это нули). Преобразование электрического сигнала Uo можно пояснить примером. Предположим оказалась достаточной для работы разре- шающая способность преобразователя 4 бита, а напряжение шкалы выбрано UmB=16 В. Тогда старший значащий разряд (СЗР) будет весить Uc3P=l/2 UmK=8 В, второй 1/4 UmK=4 В, третий 1/8 UmH=" =2 В. Четвертый, младший значащий разряд (МЗР) составляет 1/16 UfflK=l В. Если на выходе АЦП появился код 1101, это значит, чтО измерено входное напряжение 8+4+0+1 = 13 В. Для измерительных приборов строят АЦП последовательного при- ближения с разрешающей способностью 22 бита 1/(5-10^). Как при^ мер, укажем, что для перевода в цифровую форму звуковых сигналов требуются 16-разрядные АЦП, а для телевизионных видеосигналов достаточны 8-битовые, но сверхскоростные. Для систем управления используются 10—14-разрядные АЦП. С помощью регистра последовательных приближений (РПП) К155ИР17 реализуются режимы: полного цикла преобразования, ко- роткого цикла для малоразрядных АЦП, непрерывного преобразования, одноразового преобразования (так называемое старт-стопное). Варианты кодирования могут быть различными, а для расширения логических функций можно работать как с напряжением высокого, так и с напря- жением низкого активного уровня. Регистр К155ИР17 можно исполь- зовать и не по прямому назначению, а как кольцевой счетчик или преобразователь последовательного кода в параллельный. Регистр (рис. 1.81,0) имеет 12 одинаковых ячеек хранения накап- ливаемых разрядов (выходы от Q0 до Q11). Состояния ячеек меняются с приходом положительного тактового перепада на вход С. В левой части рис. 1.81,0 расположена ячейка управления регистром со входами: EI, S. Вход DI служит для приема последовательного цифрового слова. При положительных перепадах на тактовом входе С данные заполняют ячейки разрядов (выходы Q0—Q11), а также транслируются через выход последовательного кода DO. Если регистр уста-, новлен в АЦП, на вход DI будут поступать от компаратора единицы или нули, являющиеся результатами поразрядного взвешивания. Ячейки регистра управляются внутренней двухфазной последова тельностью импульсов С1 и С2=С1. На внешний тактовый вход С пода ются импульсы с частотой, в 2 раза превышающей требуемую скорость . работы АЦП. Вход EI принимает сигнал остановки (т. е. разрешения). Вывод EI необходим для подключения последующих регистров, а также для подачи сигнала остановки преобразования. В последнем случае на выходе Q11 появляется напряжение высокого уровня, Если вход EI не используется, его следует заземлить. ресечеиие пороговых уровней с характеристиками дает предельные зна- чения напряжений помех снизу Uno„ (помеха от шины «земля») и сверху и пои (помеха от шины питания). Помехоустойчивость для элементов^ КМОП достаточно велика, так как допустимо напряжение Uno» ДО 30 °/о от напряжения питания V„,n. Импульсная помехоустойчивость растет, если длительность входных импульсов помехи меньше, чем среднее время задержки распространения сигнала в микросхеме. Особо следует оговорить устойчивость переключения синхронных устройств на микросхемах КМОП. Необходимо, чтобы время фронтов нарастания и спада тактового импульса было бы меньше, чем 5...15 мкс (т. е. тактовые импульсы должны иметь крутые фронты). Во-первых, если фронт импульса длительный, пологий, инвертор КМОП долго находится в усилительном режиме, поэтому сквозной импульс тока (см. рис. 2.6, б) чрезмерное время течет через него, структура может перегреться и разрушиться. Во-вторых, время нарастания перепада на тактовом входе t"'' должно быть меньшим, чем время 1зд,р плюс время переходного процесса на выходе триггериого элемента. На рис. 2.7, в показано последовательное соединение двух D-триггеров. При медленно нарастающем перепада иа входе С выходной сигнал триггера DD1 запишется на D-вход триггера DD2, ошибочно переключится на низкий уровень (рис. 2.7,г), поскольку фронт С еще не превысил уровень 0,7 Он.п. Необходимо принимать особые меры защиты элементов КМОП. Во- первых, все входные сигналы ие должны выходить за пределы напряжения питания Ua.n. Если проектируются мультивибраторы (автогенераторы и ждущие), в них следует ограничивать токи перезарядки конденсаторов микроамперными уровнями, включая последовательные резисторы. Во- вторых, входы КМОП не должны оставаться иепри-соединенными. Реально опасны случаи разъединения печатных плат, находящихся под питанием, когда через разъем сигналы от одной платы поступают на другую.' Здесь следует предусматривать шунтирующие резисторы (к проводам Un.n или нулевому). В-третьих, многие микросхемы КМОП могут работать от сигналов ТТЛ. Здесь следует подключать резисторы утечки от входа КМОП на питание ТТЛ 5 В. Следует принимать меры защиты выходов микросхемы КМОП. Надо избегать случайных замыканий выходов буферных элементов с по- вышенным выходным током иа провод питания. Нельзя соединять выходы обычных элементов непосредственно, поскольку произойдет замыкание одного из каналов на источник питания. Если требуется параллельное соединение входов и выходов элементов, они должны быть из одного корпуса микросхемы. Нельзя применять емкости нагрузки Сн>5000 пФ для буферных и высоковольтных оконечных элементов, поскольку такой незаряженный конденсатор рав- ноценен перемычке короткого замыкания. Серийные микросхемы КМОП выпускаются более десяти лет. Первые микросхемы такой структуры были низковольтными. Это отечест-. венная серия К176 и аналогичная зарубежная CD4000A. Напряжение питания для микросхем этих серий было равно 9 В. Оно лимитировалось напряжением пробоя п-кармаиа (см. рис. 2.4, а). Последующая эволюция технологии позволила повысить предел на- пряжения питания Un.n до 15 В. Вместе с тем нижний предел U„.n со- ставляет 3 В. Быстродействие микросхем КМОП растет пропорциональ- но увеличению напряжения питания. Поэтому для усовершенствоваиных серий К561 (аналог —серия CD4000 В) при ия.п=!5 В типовое значение времени 1зд,р,ср=50 не на логический элемент, при статической .рассеиваемой мощности — 0,4 мкВт на элемент. Перспективная, так называемая HCMOS — логика (здесь Н — на- чальное сокращение перевода слова, high — высококачественная) вы- полняется с помощью процессов ионной имплантации и с заменой ме- таллических пленок областей затворов на поликремниевые. Микросхемы такого исполнения конкурируют" по быстродействию (10...15 не) е мик-' росхемами па структурах с барьером Шотки, конкретно с ТТЛ серией 74LS (К555). 2.2. ОСНОВНЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ И, ИЛИ, Z В основе всех цифровых микросхем КМОП находятся три ло- гических, элемента: И, ИЛИ и коммутационный ключ (КК). С помощью КК реализуются выходы е третьим состоянием очень большого выходного импеданса Z (практически разомкнуто). Полевые транзисторы мож-но соединять последовательно («столбиком»), поэтому элементы И, ИЛИ строятся по разным схемам и в отличие от ТТЛ здесь ие надо переименовывать логические уровни. Для КМОП принято, чтобы 1 ото- бражалась высоким уровнем, а О — низким. На_рис. 2.8, а показана принципиальная схема двухвходового элемента И. Это один канал из микросхемы К176ЛА7. На рис. 2.8, б эта схема изображена в виде эквивалента с подключенными управляющими переключателями S1 и S2. Здесь транзисторы VT1 — VT4 заменены од- нополюсными тумблерами. Если последовательно перебрать все комбинации напряжений высоких и низких уровней, поступающих на входы А и В от S1 и S2, и рассмотреть уровни на выходе Q, получим таблицу состояний инвертора И (рис. 2.8, е). Если от S1 и S2 на входы А и В подать напряжения вы'-сокого уровня (В), п-каналы транзисторов VT1 и VT2 будт замкнуты, а каналы VT3 и VT4 разомкнуты. На выходе Q окажется напряжение низкого уровня (Н). Если на вход А или В поступает хотя бы один низкий уровень, один из каналов VT3 или VT4 оказывается замкнутым и на выходе Q появляется напряжение высокого уровня. В результате вертикальная колонка данных на выходе Q (рис. 2.8, в) соответствует функции И (см. рис. 1.19, в). Если на входы А и В подать два положительных импульса (см. рис. 2.8, г) сигнал на выходе Q будет соответствовать площади их совпадения (но с инверсией!). В табл. 2.1 перечислены микросхемы КМОП с логикой И, входящие в серии К176 и К561, а также указаны их зарубежные аналоги из серий CD4000A и CD4000B. Цоколевки этих микросхем показаны на рис. 2.9, а— в. На рис. 2.9, г приведена схема двойного двухвходового инвертора К564ЛА10. Здесь после двухвходового И включается инвертор (см, схему рис. 2.3, а), следовательно, на затвор оконечного п-канально-го МОП- транзистора поступит функция И. Но на стоковых резисторах нагрузки (выходы Е* и F*) сигналы И окажутся инвертированными, поэтому выходные состояния будут соответствовать рис. 2.8, в. Функцию И реализует также микросхема К176ЛП12 (см. рис. 2.19, е). Четверку Рисунок 2.23 представляет схемы усилителя н автогенераторов. На рис. 2.23, а показан простейший усилитель переменного напряжения с коэффициентом усиления R2/R1 = 10. Точность этого значения К и составляет примерно 1 %, что соответствует усилению линейки из трех инверторов (примерно 10^). Линейка находится в усилительном режиме за счет петли отрицательной обратной связи (через R2) по постоянному току, охватывающей три инвертора. Если число инверторов четное (2 или 4), резистор положительной обратной связи создает условия автогенерацни. На рис. 2.23, б показана схема простого, так называемого функционального автогенератора, который выдает на выходах разные, но сфазированные сигналы: после- довательность прямоугольных импульсов UBHXI, последовательность треугольных импульсов ивыхг, «синусоидальный» сигнал ивыхз- Инверторы DD1.1, DD1.2 образуют мультивибратор-автогенератор прямоугольных импульсов (скважность регулируется потенциометром R1). Инвертор DD1.3 интегрирует прямоугольные импульсы. Желаемая форма выходных треугольников (зависит от частоты и скважности входного сигнала) устанавливается переменным резистором R6 (удобнее потенциометр с логарифмической характеристикой регулирования). Инвертор'DD 1.4 работает как усилитель с усилением Кц = =—(R8/R7)=— 1. Примерно синусоидальный сигнал получится за счет некоторого сглаживания (фильтр.ации) треугольного напряжения. Можно подключить дополнительные конденсаторы (например, параллельно Re), создав фильтр первого или второго порядка. На рис. 2.23, в показан автогенератор-преобразователь напряжения. Он может быть полезен, если среди микросхем ТТЛ (питание 5 В) используются «чужеродные» элементы (например, операционные уси- лители, компараторы, микросхемы КМОП). Здесь элементы DD1.1, DD1.2 — основа мультивибратора-автогенератора. Инверторы DD1.3— DD1.6 соединены параллельно, чтобы дать достаточный импульсный ток раскачки ключевому транзистору VT1. Выходное напряжение схемы UBHX определяется напряжением UOT на стабилитроне VD2. Диод VD1 выпрямительный. Как пример полезной самоделки, на рис. 2.23, г показана схема указателя поворотов для автомобиля илн мотоцикла. Переключатель S1 должен иметь нейтральное положение. С его помощью обозначаются повороты налево и направо. Двойная кнопка S2 (с фиксацией) нажимается прн аварии. В этом случае лампочки-индикаторы поворотов будут мигать вместе. Применив экономичные лампы и батарейку, можно снабдить таким указателем поворотов велосипед. 2.5. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ УРОВНЕЙ ЛОГИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ Существует несколько типов микросхем КМОП, содержащих от четырех до шести каналов (с инверсией или без инверсии), предна- значенных для согласования логических уровной КМОП (напряжение высокого уровня 3...15 В, низкого — нуль) и ТТЛ (напряжение высокого уровня не менее 2,3 В, низкого — не более 0,3 В). Номенклатура преобразователей уровней перечислена в табл. 2.7. Заметим, что боль- шинство этих схем преобразует уровня от КМОП к ТТЛ. Как указывалось, инверторы К561ЛН1 и К561ЛН2 также можно использовать для преобразования уровней КМОП—ТТЛ. 221 дается сигнал тактовой частоты С((). По входу 2'10 осуществляется переключение счета. Если на входе 2/10 — высокий уровень, счетчик работает как двоичный; при низком (нулевом) потенциале — как деся- тичный и на выводе 15 появляются импульсы с частотой f/10. Простейшее включение счетчика ИЕ2: вывод 2 соединить с выводом 16, а выводы 4, 5, 6, 7, 8 — заземлить. На вывод 3 подать частоту f. На выводах 14, 13, 12, 11, 10 появятся частоты {/2, f/4; f/8, {/16 и {/32 соответственно. Вывод ЕС (т. е. 2) служит для разрешения счета. Микросхема К176ИЕЗ (рис. 2.36,6)—счетчик. Он снабжен дешиф- ратором для «зажигания» элементов семисегментиых индикаторов. Так- товая частота { подается на вывод 4. На выводах 2 и 3 получим частоты {/2 и f/6. Выводы 8...13 и 1 —это выходы для присоединения к каждому из семи ceг^feнтoв цифрового индикатора HG1; от а до g соответственно. Если индикатор светодиодный, вывод 6 счетчика ИЕЗ следует заземлить. Для электролюминесцентиого индикатора на этот вывод Q подается модулирующая импульсная последовательность с частотой 32 кГц или 64 кГц (от выводов 11 и 12 счетчика К176ИЕ5). Сброс показаний индикатора в нуль дается по входу R (вывод 5). Микросхема К176ИЕ4 (рис. 2.36, е)—десятичный счетчик. От пре- дыдущего двоичного ИЕЗ он отличается тем, что на выводе 2 выдели-ется последовательность с частотой {/10, а на выводе 3 — {/4. Назначение счетчиков ИЕЗ и ИЕ4—обслуживание семисегмеитных индикаторов в электронных часах и цифровых измерительных приборах. Микросхема К176ИЕ5 (рис. 2.36, г)—счетчик. Он служит генератором секундных импульсов для электронных часов и других программаторов и таймеров. К выводам 9 и 10 непосредственно подключается кварцевый резонатор (либо сюда подается эталонная частота от постороннего генератора). Частота кбарцевого резонатора { может быть 16 384 Гц (т.е. 2'* Гц) либо 32 768 Гц (т.е. 2'^ Гц). На буферных выводах 11 и 12 присутствует сформированная и усиленная последовательность с частотой {. На выводе 1 имеется частота {/2^. Вывод 4 дает частоту il2'*, а вывод 5 — !/2'^. Таким образом, на выводе 4 будет последовательность секундных интервалов при входной частоте {=> =2'* Гц, а на выводе 5 секундная последовательность появится при { = 2'5 Гц. Чтобы счетчик давал секундную последовательность, выводы 1 и 2 следует перемкнуть, поскольку вывод 2 — это вход частоты !/2^ Микросхемы К176ИЕ8 и К561ИЕ8 (рис. 2.37) — десятичные счетчики- делители. Они имеют 10 дешифрированных выходов Q0... Q9. Схема счетчиков (рис. 2.37, а) содержит пятикаскадиый высокоскоростной счетчик Джонсона и дешифратор, преобразующий двоичный код в сигнал на одном из десяти выходов. Если на входе разрешения счета ЕС присутствует низкий уровень, счетчик выполняет свои операции синхронно с положительным перепадом на тактовом входе С. При высоком уровне на входе ЕС действие тактового входа запрещается и счет останавливается (см, диаграмму сигналов, рис. 2.38, третья линия). При высоком уровне на входе сброса R счетчик очищается до нулевого отсчета. На каждом выходе дешифратора высокий уровень появляется только на период тактового импульса с соответствующим номером (см. диаграмму, рис. 2.38). Счетчик имеет выход переноса Свых. Положительный фронт выходного сигнала переноса появляется через 10 тактовых периодов и используется поэтому как тактовый сигнал для счетчика следующей декады. Максимальная тактовая частота для счетчика 2 МГц. 237 Рис. 2.52. Схемы применения регистра К561ИР6: в — 16-разряднь]й регистр; б—другая схема 16-разрядного регистра; а — фаэо. вый компаратор входа SI согласно сигналу управления, пришедшему на вход «Парал- лельно/Последовательно» (P/S). По два КК обслуживают выводы АО и ВО. Нетрудно видеть: если замкнуть левые ключи этих пар, провода АО и ВО станут входами (правые КК должны быть разомкнуты). Если поменять состояние этих пар КК, провода АО и ВО станут выходами. Реально решается иная задача: все провода А и В по командам должны стать входами или выходами. Для такого переключения на вход А/В подается напряжение нужного уровня, а фазы переключения левых и правых КК выбраны противоположными. Рассмотрим режим работы регистра ИР6. Параллельная работа регистра разрешается, если на вход P/S подано напряжение высокого уровня. В регистр данные при этом поступают синхронно с положитель- ным тактовым перепадом, если на входе переключения режимов асин- хронного и синхронного A/S присутствует напряжение низкого уровня. Если на входе A/S напряжение высокого логического уро^ня, режим приема становится синхронным и не зависит от тактовых перепадов. Вход переключения шин А/В меняет назначение линий А и В. Если на входе А/В — напряжение высокого уровня, линии А становятся входами, линии В — выходами регистра. Подав на вход А/В напряжение низкого уровня, меняем направление потока параллельных данных: они будут приниматься линиями В, а линии А станут выходами. Пользуясь входом ЕА разрешения линиям А, можно питать данными от одной шины несколько регистров К561ИР6. Линии А будут подключены (разрешены), если на вход ЕА подано напряжение высокого уровня. Данные в регистре зафиксируются, если сигнал на входе А/В будет высокого, а на входе ЕА — низкого уровня. Регистр работает в последовательном режиме, если на вход P/S подано напряжение низкого уровня. Данные через последовательный вход S1 будут продвигаться по регистру синхронно с каждым положительным перепадом на тактовом входе. Вход A/S запрещается внутренней схемой, поэтому невозможен асинхронный последовательный режим. Последовательно записанные в регистр данные отображаются на линиях А (если на входе А/В присутствует напряжение высокого уровня) или на линиях В (на входе А/В — напряжение низкого уровня, а на входе ЕА—высокого). Все возможные 12 режимов работы регистра ИР6 сведены в табл. 2.24. Тактовая частота для данного регистра может превышать 3 МГц. Регистр К561ИР6 пригоден для построения многих устройств: регистры сдвига (влево и вправо) с параллельной и последовательной загрузкой, регистр хранения адреса, шинный регистр в системе, генератор псевдошумовых последовательностей, кольцевой или синхронный счет- чики. На рис. 2.52 показаны три примера применения регистра К561ИР6.. Шестнадцатиразрядный регистр (рис. 2.52^а) может работать в режимах: параллельный прием —• последовательная выдача, последовательный прием — параллельная выдача и последовательные как прием, так и выдача данных. Переключение этих режимов осуществляется согласно данным табл. 2.24 с помощью сигналов, даваемых по двум входам P/S, A/S. 253 бедной, если на входе управления частотой ГУН (иа выводе 9) напряжение отсутствует. В петле ФАП на вход ГУН (вывод 9) подается напряжение ошибки. В устройстве (рис. 2.73, а) оно снимается с внешнего фильтра низкой частоты (R3, С2), где сглаживается импульсный сигнал, генерируемый одним из фазовых компараторов ФК1 или ФК2. Выбрать выход компаратора позволяет переключатель S1. Управляющий сигнал ГУН имеется и на выводе 10 — исток повторителя. Для правильной работы повторителя требуется подключать внешний резистор нагрузки RH> >10кОм. Если этот выход не нужен, вывод 10 оставьте свободным. Петля ФАП в схеме (рис. 2.73, а) состоит из трех узлов; ГУН, ФК1 (или ФК2) и фильтра низкой частоты (ФНЧ). Фильтр НЧ образуют ре- зистор R3 н конденсатор С2, Как известно, особо опасна для работы си- стемы ФАП вторая гармоника частоты ГУН. Поскольку входное сопро- тивление ГУН велико (до Ю'^Ом), номинальная емкость конденсатора С2 в результате может быть небольшой. Входной цифровой сигнал Uc вводится в петлю ФАП от входа 14 через усилитель УФ и поступает на сигнальные входы обоих компараторов ФК1 и ФК2. На вторые входы комнараторов подается выходной меандр свободной частоты от выхода ГУН. На выходе ФК в начальный момепт должно прнсутствовагь напряжение ошибки, соответствующее разности частот сигнала Uc и свободной ГУН. Отфильтрованное (сглаженное) напряжение с конден- сатора С2 поступает на вход ГУН (вывод 9) в такой фазе, чтобы частота ГУН стала приближаться к частоте сигнала Uc. Некоторое время, таким образом, будет идти переходной процесс ап- топодстройки частоты. В конце этого процесса установится режим ав- топодстройки фазы, поскольку частоты будут равны. Затем петля ФАП с большой точностью уравняет фазы сигнала и выходного напряжения ГУН. Полезными выходными сигналами петли ФАП могут быть как напряжение с выхода ФНЧ (выход повторителя, вывод 10), так и выходная частота fpyj^(вывод 4). Напряжение иф5^ц используется при демо-дулировании входного ЧМ-сигнала (получается ЧМ-детектор), а частота ff-yH — результат работы синтезатора частоты. Для синтеза частот, кратных входной частоте сигнала Uc, выход ГУН (вывод 4) присоединяется ко входам ФК (вывод 3) через внешний цифровой делитель частоты в N раз. Тогда выходная частота ГУН будет в N раз выше, чем основная. Для схем синтеза частот необходимы счетчики с предварительной записью, а также реверсивные и программируемые; можно использовать счетчики К176ИЕ4, К56ШЕ9 и К561ИЕ10. У схемы ГУН имеется вход разрешения Е. Напряжение низкого уровня на этом входе разрешает работу схеме ГУН и нстоковому пов- торителю. Если требуется уменьшить мощность потребления в режиме ожидания, на вход разрешения Е следует подать напряжение высокого уровня. Номиналы внешних элементов следует выбирать в пределах: R1, R2>10KOM, R„100 ПФ (прн U„n = 5 В) и С1>50 пФ (при и„,п>10В). Центральную частоту ГУН fo (свободная частота ФАП, работающей с компаратором ФК1) можно выбрать по рис. 2.74, а. Выбранную частоту fo следует сместить (сдвинуть) на величину А1сдв, если вывод 12 микросхемы и нулевой провод соединить через резистор R2. Значение частотьгг сдвига А1сдв можно определить по рис. 2.84, б. Необходимо учесть, что от экземпляра к экземпляру микросхем выбранные значения fo и АГсдв могут меняться даже на 20 %, 280 ется двумя инверсными выходами логических уровней Q и Q, где выде> ляются напряжении высокого U и низкого U- уровней. На рис. 3.1,6 показан простейший одновходовой элемент ЭСЛ. Новым в развитии элемента DD1 (рис. 3.1, а) здесь является источник опор* кого напряжения Uon. Это напряжение фиксирует порог срабатывания переключателя тока. Тем самым дифференциальный усилитель превра- щается в логический элемент. У него теперь два состояния выходов, ко. торые переключаются лишь при условиях: UBx>Uon или UDx |
|